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一種有源箝位Flyback軟開關(guān)電路設(shè)計(jì)

時(shí)間:2023-02-20 22:37:11 電子通信論文 我要投稿
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一種有源箝位Flyback軟開關(guān)電路設(shè)計(jì)

  摘要:介紹了一種有源箝位Flyback變換器ZVS實(shí)現(xiàn)方法,并對(duì)其軟開關(guān)參數(shù)重新設(shè)計(jì)。該方案不但能實(shí)現(xiàn)主輔開關(guān)管的ZVS,限制輸出整流二極管關(guān)斷時(shí)的di/dt,減小整流二極管的開關(guān)損耗,同時(shí)也有效地降低了開關(guān)管的電壓應(yīng)力。
  關(guān)鍵詞:零電壓開關(guān);電流反向;有源箝位
  
  引言
  
  Flyback變換器由于其電路簡單,在小功率場合被普遍采用。但是,由于變壓器漏感的存在,引起開關(guān)管上過高的電壓應(yīng)力。普通的RCD嵌位Flyback變換器其漏感能量消耗在嵌位電阻R上,開關(guān)管上電壓應(yīng)力的大小取決于消耗在嵌位電阻上能量的大小。消耗在嵌位電阻上的能量越多,開關(guān)管的電壓應(yīng)力就越低,但也影響了整個(gè)變換器的效率,因此,普通的RCD嵌位Flyback變換器總存在著開關(guān)管電壓應(yīng)力與整個(gè)變換器效率之間的矛盾。
  
  輕小化是目前電源產(chǎn)品追求的目標(biāo)。而提高開關(guān)頻率可以減小電感、電容等元件的體積。但是,開關(guān)頻率提高的瓶頸是開關(guān)器件的開關(guān)損耗,于是軟開關(guān)技術(shù)就應(yīng)運(yùn)而生。一般,要實(shí)現(xiàn)比較理想的軟開關(guān)效果,都需要有一個(gè)或一個(gè)以上的輔助開關(guān)為主開關(guān)創(chuàng)造軟開關(guān)的條件,同時(shí)希望輔助開關(guān)本身也能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。
  
  本文介紹的一種有源嵌位Flyback軟開關(guān)電路,不但能實(shí)現(xiàn)ZVS,而且也解決了前述的普通RCD嵌位Flyback變換器中存在的問題。
  
  1工作原理
  
  電路如圖1所示,其兩個(gè)開關(guān)S1及S2互補(bǔ)導(dǎo)通,中間有一定的死區(qū)以防止共態(tài)導(dǎo)通。變壓器激磁電感Lm設(shè)計(jì)得較大,使電路工作在電流連續(xù)模式(CCM),如圖2的iLm波形所示。而電感Lr設(shè)計(jì)得較。↙r?Lm),使流過Lr的電流在一個(gè)周期內(nèi)可以反向,如圖2的iLr波形所示?紤]到開關(guān)的結(jié)電容以及死區(qū)時(shí)間,一個(gè)周期可以分為8個(gè)階段,各個(gè)階段的等效電路如圖3所示。其工作原理如下。
  
  1)階段1〔t0,t1〕該階段S1導(dǎo)通,Lm與Lr串聯(lián)承受輸入電壓,流過Lm及Lr的電流線性上升。
  
  V2=Vin(Lin/Lm+Lr)(1)
  
  由于Lr?Lm,所以式(1)可簡化為
  
  V2≈Vin(2)
  
  2)階段2〔t1,t2〕t1時(shí)刻S1關(guān)斷,Lm及Lr上的電流給S1的輸出結(jié)電容Cr1充電,同時(shí)使S2的輸出結(jié)電容Cr2放電。t2時(shí)刻S2的漏源電壓下降到零,該階段結(jié)束。
  
  圖2
  
  3)階段3〔t2,t3〕當(dāng)S2的漏源電壓下降到零之后,S2的寄生二極管就導(dǎo)通,將S2的漏源電壓箝位在零電壓狀態(tài)。Lr和Lm串聯(lián)與嵌位電容Cclamp諧振,Cclamp上電壓vc緩慢上升,v2上電壓也緩慢上升。
  
  v2=(Lm/Lm+Lr)vc(3)
  
  4)階段4〔t3,t4〕t3時(shí)刻S2的門極變?yōu)楦唠娖剑琒2零電壓開通。流過寄生二極管的電流流經(jīng)S2。此時(shí)間段依然維持Lr和Lm串聯(lián)與嵌位電容Cclamp諧振,v2緩慢上升。
  
  5)階段5〔t4,t5〕t4時(shí)刻v2上升到一定的電壓使副邊二極管D導(dǎo)通,v2被嵌位在-NVo。Lr與Cclamp諧振。在保證t5時(shí)刻Lr電流反向的情況下,其諧振周期應(yīng)該滿足
  
  
  
  式中:toff為主開關(guān)管S1一個(gè)周期內(nèi)的關(guān)斷時(shí)間。
  
  圖3
  
  t5時(shí)刻S2關(guān)斷,該階段結(jié)束。
  
  6)階段6〔t5,t6〕t5時(shí)刻Lr上的電流方向?yàn)樨?fù),此電流一部分使S1的輸出結(jié)電容Cr1放電,另一部分對(duì)S2的輸出結(jié)電容Cr2充電。t6時(shí)刻S1的漏源電壓下降到零,該階段結(jié)束。
  
  7)階段7〔t6,t7〕當(dāng)S1的漏源電壓下降到零之后,S1的寄生二極管就導(dǎo)通,將S1的漏源電壓箝在零電壓狀態(tài),也就為S1的零電壓導(dǎo)通創(chuàng)造了條件。此時(shí),Lr上的承受電壓v1為
  
  v1=Vin+NVo(5)
  
  
  
  >
  Lr上電流快速上升。流過副邊整流二極管D電流iD則快速下降。
  
  diD/dt=-N[Vin+NVo]/Lr+NVo/Lm)(6)
  
  考慮到Lr?Lm,式(6)可簡化為
  
  diD/dt=-N(Vin+NVo)/Lr(7)
  
  8)階段8〔t7,t8〕t7時(shí)刻S1的門極變?yōu)楦唠娖,S1零電壓開通,流過寄生二極管的電流流經(jīng)S1。t8時(shí)刻副邊整流二極管D電流下降到零,D自然關(guān)斷,電路開始進(jìn)入下一個(gè)周期。
  
  可以看到,在這種方案下,兩個(gè)開關(guān)S1和S2實(shí)現(xiàn)了零電壓開通,二極管D自然關(guān)斷。
  
  2軟開關(guān)的參數(shù)設(shè)計(jì)
  
  假定電路工作在CCM狀態(tài)。由于S2的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)是Lr與Lm聯(lián)合對(duì)Cr1及Cr2充?電,而S1的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)是單獨(dú)的Lr對(duì)Cr1及Cr2充放電。因此,S2的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)比較容易,而S1的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)相對(duì)來說要難得多。所以,在參數(shù)設(shè)計(jì)中,關(guān)鍵是要考慮S1的軟開關(guān)條件。
  
  電流連續(xù)模式有源嵌位Flyback變換器ZVS設(shè)計(jì)步驟如下所述。
  
  2.1變壓器激磁電感Lm的設(shè)定
  
  由于Lr的存在,變換器的有效占空比Deff(根據(jù)激磁電感Lm的充放電時(shí)間定義,見圖2)要小于S1的占空比D,但是由于t5~t8時(shí)刻iLr的上升速度非常的快,所以可近似地認(rèn)為Deff=D。這樣,根據(jù)Flyback電路工作在CCM條件,則
  
  
  
  式中:η為變換器效率;
  
  fs為開關(guān)頻率;
  
  PoCCM為變換器的輸出功率。
  
  在實(shí)際設(shè)計(jì)中,為了保證電路在輕載時(shí)也能工作在電流連續(xù)模式,Lm一般取為
  
  
  
  2.2電感Lr的設(shè)定
  
  為了實(shí)現(xiàn)S1的ZVS,t5時(shí)刻儲(chǔ)存在Lr內(nèi)的能量足以令S1的輸出結(jié)電容Cr1放電到零,同時(shí)使S2的輸出結(jié)電容Cr2充電到最大。即
  
  式中:vds=vds1=vds2≈Vin+NVo;
  
  Cr=Cr1+Cr2。
  
  根據(jù)式(4)取定合適的諧振周期可以令
  
  2.3電容Cclamp的設(shè)定
  
  根據(jù)式(4)有
  
  在滿足式(15)的前提下,取定合適的Cclamp令iLrmax=iLrmin。
  
  2.4死區(qū)時(shí)間的確定
  
  為了實(shí)現(xiàn)S1的ZVS,必須保證在t6到t7時(shí)間內(nèi),S1開始導(dǎo)通。否則Lr上電流反向,重新對(duì)Cr1充電,這樣S1的ZVS條件就會(huì)丟失。因此,S2關(guān)斷后、S1開通前的死區(qū)時(shí)間設(shè)定對(duì)S1的ZVS實(shí)現(xiàn)至關(guān)重要。合適的死區(qū)時(shí)間為電感Lr與S1及S2的輸出結(jié)電容諧振周期的1/4,即
  
  
  
  
  
  
  嚴(yán)格地講,開關(guān)管輸出結(jié)電容是所受電壓的函數(shù),為方便起見,在此假設(shè)Cr1與Cr2恒定。
  
  2.5有效占空比Deff的計(jì)算
  
  有效占空比Deff比開關(guān)管S1的占空比D略小。
  
  Deff=D-ΔD(17)
  
  [(Vin+NVo)/Lr]ΔDT≈2(P/DVin)(18)
  
  ΔD≈2PLrfs/DVin(Vin+NVo)(19)
  
  代入式(17)得
  
  Deff=D-2PLrfs/(DVin(Vin+NV0)(20)
  
  2.6開關(guān)管電壓應(yīng)力計(jì)算
  
  Vs1,s2≈Vin+NVo+(2PLrfs/DVin(1-D)(21)
  
  式(21)中第三項(xiàng)相對(duì)來說較小,故開關(guān)管的電壓應(yīng)力接近于Vin+NVo。
  
  
  
  3實(shí)驗(yàn)結(jié)果
  
  為了驗(yàn)證上述ZVS的實(shí)現(xiàn)方法,設(shè)計(jì)了一個(gè)實(shí)驗(yàn)電路,其規(guī)格及主要參數(shù)如下:
  
  輸入電壓Vin48V;
  
  輸出電壓Vo12V;
  
  輸出電流Io0~5A;
  
  工作頻率f100kHz;
  
  主開關(guān)S1及S2IRF640;
  
  變壓器激磁電感Lm144μH;
  
  變壓器原副邊匝數(shù)比n=N8/3;
  
  電感Lr10μH;
  
  電容Cclamp2μF。
  
  圖4給出的是負(fù)載電流Io=2A時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。從圖4(e)及圖4(f)可以看到,S1和S2都實(shí)現(xiàn)了ZVS。圖5給出了兩種Flyback電路的效率曲線,可以看到,有源嵌位Flyback軟開關(guān)電路有效地提升了變換器的效率。
  
  4結(jié)語
  
  有源嵌位Flyback軟開關(guān)電路在實(shí)現(xiàn)主開關(guān)及輔助開關(guān)ZVS的同時(shí),也實(shí)現(xiàn)了輸出整流二極管的自然關(guān)斷,因此,有效地減少了開關(guān)損耗,提高了變換器效率。另外,它也大大地降低了開關(guān)管的電壓應(yīng)力,這從實(shí)驗(yàn)波形中可以看得比較清楚。
  
  
  
  

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