四虎成人免费视频,国产一级a作爱视频免费观9看,色五月丁香亚洲,亚洲欧美性爱在线视频,1000部黄片免费观看一区,国产亚洲性生活视频播放,三级黄色在线视频网站

現(xiàn)在位置:范文先生網(wǎng)>理工論文>電子通信論文>一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路

一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路

時(shí)間:2023-02-20 23:17:32 電子通信論文 我要投稿
  • 相關(guān)推薦

一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路

摘要:提供了一種新穎的寬輸入范圍、完全DCM、箝位電流工作模式的Boost功率因數(shù)校正電路控制方法。該控制方法不存在Boost電路中二極管的反向恢復(fù),從而提高了整個(gè)電路的效率,同時(shí),該方案獲得了低的總諧波畸變(THD)和較高的功率因數(shù)(PF)。該方案適合于中低功率場合的應(yīng)用。給出了具體的理論分析和一個(gè)100W的電路實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)。

    關(guān)鍵詞:電流箝位升壓;功率因數(shù)校正;完全斷續(xù)電流模式

引言

在以往的有源功率因數(shù)校正電路拓?fù)渲校粋(gè)帶乘法器的控制芯片不可避免。為了降低成本,一種電流箝位(ClampedCurrentBoost,CCB)的控制方法可以簡化電路。在這種電路中,每半個(gè)周期中開關(guān)電流峰值被箝位至一個(gè)參考值。輸入電流的波形跟隨輸入電壓,?樣就可以得到理想的THD。由于它不需要乘法器來提供一個(gè)電流參考值,而可以利用任何一種峰值電流控制的芯片(如UC3843)來完成這個(gè)功能,從而大大降低了成本,簡化了電路。
(范文先生網(wǎng)www.htc668.com收集整理)
    但是,以往提出的箝位電流模式電路,在低輸入電壓時(shí)工作在斷續(xù)電流DCM,在高輸入電壓時(shí)工作在連續(xù)電流模式CCM。而CCM的工作方式存在兩個(gè)缺點(diǎn):一是電路中的續(xù)流二極管的反向恢復(fù),這降低了電路的效率;二是電路中的電感值比較大,這給提高電路的功率密度帶來了困難。

本文提出了一種在通用的整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)工作在DCM的CCBPFC電路。該電路消除了二極管的反向恢復(fù)問題,從而提高了電路的工作效率;同時(shí),由于工作在電流斷續(xù)模式,電感量減小,這樣就可以減小電感的體積,提高功率密度。

本文給出了該電路拓?fù)涞臄?shù)學(xué)分析并且給出了一個(gè)100W的電路實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

1 理論分析

電路原理圖如圖1所示。在進(jìn)行分析之前,假設(shè)以下條件成立:

——所有的元器件都是理想的;

——變換器工作在穩(wěn)態(tài)時(shí),開關(guān)頻率?大于交流母線的頻率,從而可以認(rèn)為在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi),輸入電壓是恒定的;

——輸入電壓是理想的正弦波vac=

Vmsin(ωLt),其中ωL為交流母線的頻率;

——參考電壓在一段時(shí)間內(nèi)是一個(gè)恒定值Vref;

——輸出電壓是恒定的。

為了便于分析,使得計(jì)算的結(jié)果與具體的電路參數(shù)無關(guān),我們采用標(biāo)幺值,即令

Vb=Vo;

Ib=Vo/Rt(Rt=2L/Ts,Ts為開關(guān)周期);

則輸入的電壓峰值為:

Vm=Vm/Vb    (1)

與傳統(tǒng)的CCBPFC電路不同,在整個(gè)母線電壓輸入周期內(nèi),該電路工作在電流斷續(xù)模式。在每半個(gè)周期內(nèi),有兩種電流斷續(xù)工作模式。如圖1所示,在開關(guān)周期開始階段,Boost電路中的開關(guān)管處于開通的狀態(tài),電感中的電流iL從零開始增加。在采樣電壓(RiiL)達(dá)到參考電壓(Vref)和斜率補(bǔ)償電壓(VR)的和,或者達(dá)到最大占空比時(shí),開關(guān)管關(guān)斷,電感電流線性減。ㄈ鐖D2)。這兩種工作模式分別定義為DCM2和DCM1。

對一個(gè)周期內(nèi)電感電流求平均值,可以得到兩種DCM工作模式下的電流歸一化后的表達(dá)式分別為:

    式中:Kr為電流模式斜率補(bǔ)償深度系數(shù)。

DCM1和DCM2的邊界條件為:

    式中:斜率補(bǔ)償Mc=IR/(DmaxTs),IR為斜率補(bǔ)償電流。

因此,可以得出DCM1和DCM2兩種工作模式的邊界點(diǎn)為:

ωLt=arcsin[(Iref/Dmax-IRM)/2Vm]

式中:為斜率補(bǔ)償電流峰值。

由前所述,可以得到每半個(gè)周期的平均電流歸一化暫態(tài)值:

由上面的分析可以得到每半個(gè)工頻周期,在不同輸入電壓下,輸入電流的的波形如圖3所示。

Boost電感值必須保證在整個(gè)周期內(nèi),電路工作在DCM模式。

在最小輸入電壓下的電流峰值為:

式中:Po為輸出功率;

η為最低效率;Vin,rms,min為最低的輸入電壓幅值。

所以,電感值由式(7)決定。

(Vinpmin/L)DlminTs≥2Iinp    (7)

式中:Vinpmin為最小輸入電壓峰值;

Dlmin為在最小輸入電壓時(shí)的最小占空比,即

Dlmin=(Vo-Vinpmin)/Vo    (8)

輸出電容必須滿足式(9)。

Co≥Po/(2πflineVoΔVo)    (9)

標(biāo)幺化的功率因數(shù)可以由式(10)獲得。

PF=Pin/(VinrmsIinrms)    (10)

式中:

那么,

2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

設(shè)定以下工作條件:

Vm=127~311V;fline=50Hz;Vo=380V;

Po=100W;η=0.92;fs=77kHz;Dmax=0.95。

    參數(shù)設(shè)定為:

L=370μH;Kr=0.22;C=68μF,選用68μF/

400V鋁電解電容。

電路圖如圖4所示。

    獲得的電路波形如圖5所示,由圖5可以看出,實(shí)驗(yàn)結(jié)果符合理論分析。

    表1為實(shí)驗(yàn)獲得的PF和THD與Vin,rms關(guān)系。由表1可以看出,該電路符合IEC-3-2的標(biāo)準(zhǔn)。

    該電路在滿負(fù)載(Vo=380V,Io=0.263A)下的效率測試如圖6所示。

表1 PF,THD與輸入電壓關(guān)系表

Vin/V

90

120

220

265

PF

0.997

0.994

0.961

0.911

THD/%

5.6

12.1

17.2

32

3 結(jié)語

本文對一種在通用的整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)DCMCCBPFC的電路拓?fù)洌M(jìn)行了詳細(xì)的理論分析,實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了該電路可以滿足IEC1000-3-2標(biāo)準(zhǔn)。同時(shí),由于它消除了二極管的反向恢復(fù),采用電流斷續(xù)模式,提高了電路的工作效率和功率密度。這對于中小功率的應(yīng)用有很大的吸引力。


【一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路】相關(guān)文章:

一種新穎的電流連續(xù)模式功率因數(shù)校正電路的研究08-06

一種新穎的功率因數(shù)校正芯片的研究08-06

一種具有恒功率控制的單級功率因數(shù)校正電路08-06

高性能軟開關(guān)功率因數(shù)校正電路的設(shè)計(jì)08-06

單級功率因數(shù)校正電路實(shí)用性的分析08-06

一種有源箝位Flyback軟開關(guān)電路設(shè)計(jì)08-06

功率因數(shù)校正(PFC)的數(shù)字控制方法08-06

電流和電路08-17

電流與電路教學(xué)設(shè)計(jì)08-17