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最小化熱插拔控制電路的短路電流脈沖
由于內(nèi)部斷路器延遲和有限的MOSFET柵極下拉電流,大部分熱插拔控制器在發(fā)生輸出短路故障的最初10ms到50ms之間沒有限流控制。這可能造成上百安培的瞬態(tài)電流。利用一個簡單的外部電路可以解決這個問題,它將初始短路尖峰電流降至最小,并在200ns到500ns以內(nèi)消除短路故障(斷開電源和短路負(fù)載)。一個典型的+12V、6A的熱插拔控制電路(圖1)包括門限分別為50mV和200mV的慢速和快速比較器。選用6mW的檢流電阻,則慢速比較器在8.3A產(chǎn)生故障觸發(fā),進(jìn)行過流保護(hù);而快速比較器的觸發(fā)點為33.3A,主要進(jìn)行短路保護(hù)。
發(fā)生短路故障時,快速比較器自身延遲和完成對M1柵極電容放電,完全切斷短路負(fù)載需要30ms的時間,在此期間,短路尖峰電流僅僅受電路阻抗的限制。在圖1所示的短路測試波形中,記錄下來的短路尖峰電流為400A(加在Rs上的峰值電壓達(dá)到2.4V),在28ms后短路電流降至100A。
通過增加一個pnp達(dá)林頓晶體管可加速柵極放電,從而使短路瞬態(tài)過程縮短到0.5ms以內(nèi)(圖2)。在MOSFET開啟階段,D1保證了正常的柵極充電驅(qū)動過程。關(guān)斷時,熱插拔控制器的3mA柵極放電電流改為直接驅(qū)動Q1的基極。Q1快速響應(yīng),在£100ns的時間里完成對MOSFET柵極的放電。這樣,發(fā)生短路時的瞬態(tài)大電流過程就被大大縮短,略大于快速比較器350ns的延遲時間。
圖2和圖3中明顯的反向過沖和快速電流爬升是由檢流電阻的寄生電感引起的。圖3中的三角波振蕩是由示波器的接地引線認(rèn)為引入的干擾成份。
圖3所示電路可以將短路尖峰電流控制在大約100A以下,瞬態(tài)過程限制在<200ns。當(dāng)Rs上的電壓降達(dá)到大約600mV時,pnp晶體管Q1a就會被觸發(fā),驅(qū)動npn晶體管Q1b加快M1柵極電容的放電,從而關(guān)斷M1。檢流電阻的寄生電感引起的陡峭的電壓波形對pnp晶體管的快速觸發(fā)也有一定幫助。
M1柵源之間的電容C2可以減小輸出短路時作用在柵極上的正向瞬態(tài)階躍電壓。齊納二極管D1通過將VGS限制在MAX4272所能輸出的最大值(7V)以下降低了ID(ON)。雖然D1在偏置電流為5mA時的穩(wěn)壓標(biāo)稱值為5.1V,但在本電路中,因為MAX4272僅能輸出100mA的柵極充電電流(這里是齊納二極管的正向偏置電流),D1將把VGS限制在大約3.4V左右。VGS受到限制后即可降低ID(ON)-在某種程度上RD(ON)會增大一點-這意味著可以更快地關(guān)斷M1。D1和C2也可以用在圖1和圖2中的電路以降低短路時的ID(ON),
在負(fù)載發(fā)生短路故障時,上述兩個電路都可以通過限制能量釋放來保護(hù)背板供電電源。圖2所示簡單電路能夠?qū)⒍搪匪矐B(tài)過程縮短到500ns以內(nèi),而圖3所示略微復(fù)雜的電路可將短路電流控制在100A以內(nèi),瞬態(tài)過程小于200ns。這兩種電路適用于絕大部分熱插拔控制電路。具體測試結(jié)果可能會有一些差異,主要取決于背板電源內(nèi)阻,短路故障負(fù)載阻抗以及短路故障負(fù)載本身的特性和故障發(fā)生時間。
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